电路电流电荷用于LED驱动器的改进型CMOS误差放大器的设计_我的网站

电路电流电荷用于LED驱动器的改进型CMOS误差放大器的设计

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0 引言

现代便携式数码设备离不开显示器,而作为显示器背光源的白光LED(发光二极管)在很多方面(比如使用寿命,能耗)都有着优于传统CCFL(Cold Cathode Fluorescent Lamps,冷阴极荧光灯)数倍甚至数十倍的性能,所以,由它作为显示器背光已成为一种趋势。

由于白光LED的亮度受其驱动电流影响较大,因此设计稳定电流的驱动器一直是一个技术热点,其中的一种方法是采用串联式的连接LED方式,这种方式结构复杂,而且需要电感,因此会产生EMI,且占用芯片面积大,成本高;另一种方式是采用电荷泵提供并联的几路恒定电流,这种方式无需电感,所以不会出现第一种方式的EMI等问题。本文所述的EA就是用于此种电荷泵的LED驱动器,它可保证充电电流恒定以实现低噪声工作。

EA作为一种基本的集成电路(IC)模拟电路单元,以其高精准的电压基准、低噪声、高的电源噪声抑制比(PSRR)和高的共模抑制比(CMRR)。而被广泛用在了模数转换器ADC、数模转换器DAC、LDO驱动器、及射频电路中。文中设计了一款用于电荷泵的新型EA,与以前出现的EA相比,该EA的特点如下:

1)误差放大器的输入级电源由电荷泵的稳定输出偏置,而非不断下降的,从而保证了供电的稳定性;

2)引入动态补偿电路,以保证频率特性,同时降低了成本,传统的方法是用外接电容和其等效串连电阻进行频率补偿;

3)电容中的弥勒电容不但补偿了频率,还进一步改善了电路的PSRR性能;

4)一些附加电路,如:启动电路、负载电流采样、过流保护等可进一步提高整个电路的精度。

1 电路设计

该改进型误差放大器的电路以及一些附加电路和反馈电路如图1所示,为了方便分析,图中把各个功能模块用虚线划开。


1.1 误差放大器

此电路的核心是一个高增益大PSRR的跨导运算放大器(OTA),其它包含一级放大器Gml,二级放大器Gin2,和一个频率补偿电路。其中Gml是差分输入的基本对称OTA,它将从正端和负端分别反馈回来的基准电压和VOUT分压信号放大。偏置电流模块由M7、M8、M11、M12、M13、M14、M15以及R3组成。偏置电流I0是I3的两倍,由基准电压Vref、NMOS管M15的阈值电压和R3来设定。而M7和M8的源端都接到电荷泵的输出VOUT,因此可以通过设定M7、M8使误差放大器在VOUT达到某个值(如3.6 V)时才工作。同时这一部分还会产生一个SN信号来启动过流保护单元,并提供偏置。Gm1的输出级是一个电流放大结构,由M3、M6、M9和M10构成,放大比例为3:1,即: (W/L)6:(W/L) 5=(W/L)4:(W/L)3=3:1,其中W和L分别是晶体管的宽和长。这个比例是在折衷考虑增益带宽、相位余量和输出噪声后得到的。

第二级放大电路的增益Gm2主要用来增加电路的开环增益,并减小误差放大器的输出阻抗,从而增大带宽。它是一个反相放大器,由M20和M21组成,两个管子都有较大的宽长比。频率补偿电路中M16和M20的宽长比决定了电路的低频开环增益。

为了改善电路的频率特性,本设计中运用了两种补偿电路。一个是动态频率补偿电路,如图1中的由开关电阻和MOS管寄生电容组成的RC网络,它可以通过去采样负载电流来改变MOS管的工作点,即:通过改变开关电阻和MOS管寄生电容的值来实现动态补偿。由于其零极点频率会随负载电流的增加(减小)而增加(减小),因此,电荷泵单位增益频率(UGF)在负载变化时基本保持不变,这就保证了电荷泵在全负载范围内能够稳定工作。图1中的动态频率补偿电路包括M16、M17、M18、M19和C2,其中,M16、M18和C2不仅仅是放大器Gml的负载,同时还有频率补偿的功能。这里将M18的栅面积设计得很大,用以产生一个大的寄生电容。电流采样电路中的M31和M19组成一个镜像电流源,设计它们的W/L比为1:5。通过晶体管工作基本原理可知,M18的栅压VGM18为:



从上式可以清楚的看到VGM18和IS的关系(采样电流,这里IS≈IGM/3000),即:VGM18随着IGM变化。也就是说RC动态补偿网将会随着IGM的变化而变化。

电路中的另外一个频率补偿用到了第一和第二级放大器之间的电容C1,反馈从输出引入,这种方法同时增大了电路的PSRR。

1.2 其它功能模块

另外,在设计本电路时,还应当设计一些其它的功能模块,包括:启动电路、电流采样、过流保护等电路。

不同于传统方法,本设计将Gml差分输入的电源偏置连接在电荷泵的输出电压VOUT上,而不是VIN,这就使得此偏置电压非常稳定,其原因在于VOUT的纹波很小,而且噪声极低。



然而,这种设计也会产生一个问题,即:VOUT在系统上电之初为零,而此时EA又不工作,使得整个电路无法工作,所以,需要增加一个启动单元,以使系统在刚上电时就可使电荷泵工作,从而使VOUT上升,当VOUT增大到阈值时,EA开始工作。当电路启动起来以后,电荷泵驱动电压则由EA输出控制M22、R4和M24使能开启电路,而M23、M25、M26和R5将其关断。

系统中的电流采样电路采取一个与IGM成正比的小电流IS,此电路由M27、M28、M29和M30组成。应将M27的栅极和电荷泵中电流镜的栅极相连接,可将采样比例设定为1:3000。其采样原理如下:

由于基准电路提供的是一个非常小的偏置电流(大概1μA),那么M28的栅源电压VGS也就很小,差不多就是其阈值电压。而M29的宽长比W/L被设计得很大,那么采样电流IS就很小,则M29的栅源电压VGS也很小,因此,M27和电荷泵中开关管的VDRAIN差不多大小。其过流保护电路包含M32、M33和M34。这里,M34和电流采样电路的M31相互镜像。它是通过采样电流IS来控制电荷泵中开关管的栅极电压,因此限制了最大值。在正常范围内,IS很小,M32和M34一起驱动,M33的VGATE为高,过流保护单元不工作。当IGM增加时,M34的VDRAIN(或者M33的VGATE)将慢慢减小。当增大到某个值时,M33完全导通,反馈回路将VDRIVER限制在某个值,从而限制IGM,实现过流保护功能。M32、M33和M34的尺寸在设计时应注意匹配。限流工作时,电路形成一个反馈回路,C3作为弥勒补偿以使限定电流稳定。

2 仿真结果

为了评估所设计电路的性能,本系统利用Hynix 0.5μm CMOS工艺进行仿真。图2给出了HSPICE仿真在不同电源电压下频率与增益的比较结果,仿真结果表明在很宽的频率范围内.增益超过60 dB。



不同电源电压下PSRR与频率的关系及不同IGM下CMRR与频率的关系分别在图3和图4中给出。结果表明,该电路的PSRR和CMRR分别可达到65 dB和70 dB。

为了进一步测定设计的可用性,这里还绘制了一个用到该EA的恒流电荷泵版图,如图5所示,以便开展后续工作。



3 结束语

本文基于对称OTA结构,设计了一款用于低噪声恒流电荷泵的误差放大器EA,即在传统的设计基础上引入了动态频率补偿及弥勒补偿。新设计的EA不仅降低了输出波纹及噪声,而且改善了稳定性。从电路分析和仿真结果可以看到在100 Hz~10 MHz频率范围内,其增益高达60 dB,PSRR为65 dB,而CMRR则高达70 dB,系统达到了较高的性能。


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